Proiectarea oscilatorului bazat pe modul curent pentru amplificatoare de putere audio clasa D: 6 pași

2024 Autor: John Day | [email protected]. Modificat ultima dată: 2024-01-30 11:41

În ultimii ani, amplificatoarele de putere audio de clasa D au devenit soluția preferată pentru sistemele audio portabile precum MP3 și telefoanele mobile datorită eficienței ridicate și a consumului redus de energie. Oscilatorul este o parte importantă a amplificatorului audio clasa D. Oscilatorul are o influență importantă asupra calității sunetului amplificatorului, a eficienței cipurilor, a interferențelor electromagnetice și a altor indicatori. În acest scop, această lucrare proiectează un circuit oscilator controlat de curent pentru amplificatoare de putere de clasa D. Modulul se bazează pe modul curent și implementează în principal două funcții: una este să furnizeze un semnal de undă triunghiulară a cărui amplitudine este proporțională cu tensiunea de alimentare; cealaltă este de a furniza un semnal de undă pătrată a cărui frecvență este aproape independentă de tensiunea de alimentare, iar raportul de funcționare al semnalului de undă pătrată este de 50%.

Pasul 1: Principiul oscilatorului de mod curent

Principiul de funcționare al oscilatorului este de a controla încărcarea și descărcarea condensatorului de către sursa de curent prin tubul de comutare MOS pentru a genera un semnal de undă triunghiulară. O diagramă bloc a unui oscilator convențional bazat pe modul curent este prezentată în Figura 1.

Proiectarea oscilatorului bazat pe modul curent pentru amplificatoare audio de clasa D

În FIG. 1, R1, R2, R3 și R4 generează tensiuni de prag VH, VL și o tensiune de referință Vref prin împărțirea unei tensiuni a unei tensiuni de alimentare. Tensiunea de referință este apoi trecută printr-o structură LDO a amplificatoarelor OPA și MN1 pentru a genera un curent de referință Iref care este proporțional cu tensiunea de alimentare. Deci există:

MP1, MP2 și MP3 din acest sistem pot forma o sursă de curent oglindă pentru a genera curentul de încărcare IB1. Sursa de curent oglindă compusă din MP1, MP2, MN2 și MN3 generează un curent de descărcare IB2. Se presupune că MP1, MP2 și MP3 au rapoarte egale de lățime-lungime, iar MN2 și MN3 au rapoarte de lățime-lungime egale. Apoi sunt:

Când oscilatorul funcționează, în timpul fazei de încărcare t1, CLK = 1, tubul MP3 încarcă condensatorul cu un curent constant IB1. După aceea, tensiunea din punctul A crește liniar. Când tensiunea din punctul A este mai mare decât VH, tensiunea la ieșirea cmp1 este transformată la zero. Modulul de control logic este compus în principal din flip-flops RS. Când ieșirea cmp1 este 0, terminalul de ieșire CLK este inversat la un nivel scăzut, iar CLK este un nivel ridicat. Oscilatorul intră în faza de descărcare t2, moment în care condensatorul C începe să se descarce la un curent constant IB2, provocând scăderea tensiunii din punctul A. Când tensiunea scade sub VL, tensiunea de ieșire a cmp2 devine zero. Flip-flop-ul RS se răstoarnă, CLK se ridică și CLK scade, finalizând o perioadă de încărcare și descărcare. Deoarece IB1 și IB2 sunt egale, timpul de încărcare și descărcare al condensatorului este egal. Panta de margine ascendentă a undei triunghiulare punct A este egală cu valoarea absolută a pantei marginii descendente. Prin urmare, semnalul CLK este un semnal de undă pătrată cu un raport de funcționare de 50%.

Frecvența de ieșire a acestui oscilator este independentă de tensiunea de alimentare, iar amplitudinea undei triunghiulare este proporțională cu tensiunea de alimentare.

Pasul 2: Implementarea circuitului oscilatorului

Proiectarea circuitului oscilatorului proiectat în această lucrare este prezentată în Figura 2. Circuitul este împărțit în trei părți: un circuit generator de tensiune prag, un circuit generator de curent de încărcare și descărcare și un circuit de control logic.

Proiectarea oscilatorului bazat pe modul curent pentru amplificatoare de putere audio clasa D Figura 2 circuitul de implementare a oscilatorului

2.1 Unitatea de generare a tensiunii prag

Porțiunea de generare a tensiunii de prag poate fi constituită din MN1 și patru rezistențe de divizare a tensiunii R1, R2, R3 și R4 având valori de rezistență egale. Tranzistorul MOS MN1 este folosit aici ca tranzistor de comutare. Când nu este introdus niciun semnal audio, cipul setează terminalul CTRL scăzut, VH și VL sunt ambii 0V, iar oscilatorul nu mai funcționează pentru a reduce consumul de energie statică al cipului. Când există un semnal de intrare, CTRL este scăzut, VH = 3Vdd / 4, VL = Vdd / 4. Datorită funcționării de înaltă frecvență a comparatorului, dacă punctul B și punctul C sunt conectate direct la intrarea comparatorului, interferența electromagnetică poate fi generată la tensiunea de prag prin capacitatea parazită a tranzistorului MOS. Prin urmare, acest circuit conectează punctul B și punctul C la tampon. Simulările de circuit arată că utilizarea tampoanelor poate izola în mod eficient interferențele electromagnetice și stabiliza tensiunea de prag.

2.2 Generarea curentului de încărcare și descărcare

Curentul proporțional cu tensiunea de alimentare poate fi generat de OPA, MN2 și R5. Deoarece câștigul OPA este mare, diferența de tensiune între Vref și V5 este neglijabilă. Datorită efectului de modulare a canalului, curenții MP11 și MN10 sunt afectați de tensiunea sursei de scurgere. Prin urmare, curentul de încărcare-descărcare al condensatorului nu mai este liniar cu tensiunea de alimentare. În acest design, oglinda curentă folosește structura cascode pentru a stabiliza tensiunea sursă-scurgere a MP11 și MN10 și pentru a reduce sensibilitatea la tensiunea de alimentare. Dintr-o perspectivă AC, structura cascode crește rezistența de ieșire a sursei de curent (strat) și reduce eroarea în curentul de ieșire. MN3, MN4 și MP5 sunt utilizate pentru a furniza o tensiune de polarizare pentru MP12. MP8, MP10, MN6 pot furniza tensiune de polarizare pentru MN9.

2.3 Secțiunea de control logică

Ieșirile CLK și CLK ale flip-flopului sunt semnale de undă pătrată cu faze opuse, care pot fi utilizate pentru a controla deschiderea și închiderea MP13, MN11 și MP14, MN12. MP14 și MN11 acționează ca tranzistoare de comutare, care funcționează ca SW1 și SW2 în Figura 1. MN12 și MP13 acționează ca tuburi auxiliare, a căror funcție principală este reducerea bavurilor curentului de încărcare și descărcare și eliminarea fenomenului de fotografiere ascuțită a undelor triunghiulare. Fenomenul de fotografiere ascuțită este cauzat în principal de efectul de injecție a încărcării canalului atunci când tranzistorul MOS se află în tranziția de stat.

Presupunând că MN12 și MP13 sunt eliminate, când CLK trece de la 0 la 1, MP14 este pornit la starea oprită, iar sursa curentă compusă din MP11 și MP12 este forțată să intre instantaneu în regiunea liniară profundă din regiunea de saturație și MP11, MP12, MP13 sunt Încărcarea canalului este extrasă într-un timp foarte scurt, ceea ce provoacă un curent mare de eroare, provocând o tensiune de vârf în punctul A. În același timp, MN11 sare de la starea oprită la starea pornită, iar straturile actuale compuse din MN10 și MN9 merg de la regiunea liniară profundă la regiunea de saturație. Capacitatea canalului acestor trei tuburi este încărcată într-un timp scurt, ceea ce provoacă, de asemenea, un curent Burr mare și o tensiune de vârf. În mod similar, dacă conducta auxiliară MN12 este îndepărtată, MN11, MN10 și MN9 generează, de asemenea, un curent mare de eroare și o tensiune de vârf atunci când CLK este saltat. Deși MP13 și MP14 au același raport lățime-lungime, nivelul porții este opus, astfel încât MP13 și MP14 sunt pornite alternativ. MP13 joacă două roluri principale în eliminarea tensiunii de vârf. În primul rând, asigurați-vă că MP11 și MP12 funcționează în regiunea de saturație pe tot parcursul ciclului pentru a asigura continuitatea curentului și pentru a evita tensiunea de fotografiere ascuțită cauzată de oglinda curentă. În al doilea rând, faceți ca MP13 și MP14 să formeze un tub complementar. Astfel, în momentul schimbării tensiunii CLK, capacitatea canalului unui tub este încărcată, iar capacitatea canalului celuilalt tub este descărcată, iar sarcinile pozitive și negative se anulează reciproc, reducând astfel foarte mult curentul de defect. În mod similar, introducerea MN12 va juca același rol.

2.4 Aplicarea tehnologiei de reparații

Parametrii diferitelor loturi de tuburi MOS vor varia între napolitane. Sub diferite unghiuri de proces, grosimea stratului de oxid al tubului MOS va fi, de asemenea, diferită, iar Cox-ul corespunzător se va schimba, de asemenea, în consecință, provocând schimbarea curentului de încărcare și descărcare, determinând schimbarea frecvenței de ieșire a oscilatorului. În proiectarea circuitelor integrate, tehnologia de tundere este utilizată în principal pentru a modifica rezistența și rețeaua de rezistențe (sau rețeaua de condensatori). Diferite rețele de rezistențe pot fi utilizate pentru a crește sau micșora rezistența (sau capacitatea) pentru a proiecta diferite rețele de rezistențe (sau rețele de condensatori). Curenții de încărcare și descărcare IB1 și IB2 sunt determinați în principal de curentul Iref. Și Iref = Vdd / 2R5. Prin urmare, acest design alege să taie rezistența R5. Rețeaua de tundere este prezentată în Figura 3. În figură, toate rezistențele sunt egale. În acest design, rezistența rezistorului R5 este de 45kΩ. R5 este conectat în serie de zece rezistențe mici cu o rezistență de 4,5 kΩ. Fuzionarea firului între cele două puncte A și B poate crește rezistența lui R5 cu 2,5%, iar fuzionarea firului între B și C poate crește rezistența cu 1,25%, între A, B și B, C. Siguranțele sunt toate arse, ceea ce crește rezistența cu 3,75%. Dezavantajul acestei tehnici de tundere este că poate crește doar valoarea rezistenței, dar nu și cea mică.

Figura 3 structura rețelei de reparare a rezistenței

Pasul 3: Analiza rezultatelor simulării

Acest design poate fi implementat pe procesul CMOS de 0,5 μm al CSMC și poate fi simulat cu instrumentul Spectre.

3.1 Îmbunătățirea undei triunghiulare prin tubul de comutare complementar

Figura 4 este o diagramă schematică care arată îmbunătățirea undei triunghiulare de către tubul de comutare complementar. Din figura 4 se poate observa că formele de undă ale MP13 și MN12 în acest design nu au vârfuri evidente atunci când panta se schimbă, iar fenomenul de ascuțire a formelor de undă dispare după adăugarea tubului auxiliar.

Figura 4 Forma de undă îmbunătățită a tubului de comutare complementar la unda triunghiulară

3.2 Influența tensiunii și temperaturii de alimentare

Din Figura 5 se poate observa că frecvența oscilatorului se schimbă la 1,86% atunci când tensiunea de alimentare se schimbă de la 3V la 5V. Când temperatura se schimbă de la -40 ° C la 120 ° C, frecvența oscilatorului se schimbă cu 1,93%. Se poate observa că atunci când temperatura și tensiunea de alimentare variază foarte mult, frecvența de ieșire a oscilatorului poate rămâne stabilă, astfel încât să poată fi asigurată funcționarea normală a cipului.

Figura 5 Efectul tensiunii și temperaturii asupra frecvenței

Pasul 4: Concluzie

Această lucrare proiectează un oscilator controlat de curent pentru amplificatoare audio de clasă D. De obicei, acest oscilator poate emite semnale de undă pătrată și triunghiulară cu o frecvență de 250 kHz. Mai mult, frecvența de ieșire a oscilatorului poate rămâne stabilă atunci când temperatura și tensiunea de alimentare variază foarte mult. În plus, tensiunea de vârf poate fi, de asemenea, eliminată prin adăugarea de tranzistoare de comutare complementare. Prin introducerea unei tehnici de tăiere a rețelei de rezistențe, se poate obține o frecvență precisă de ieșire în prezența variațiilor de proces. În prezent, acest oscilator a fost utilizat într-un amplificator audio de clasă D.