Analiza bioimpedanței (BIA) cu AD5933: 9 pași

2024 Autor: John Day | [email protected]. Modificat ultima dată: 2024-01-30 11:44

Am fost interesat să realizez un Analizor de Impedanță Bio pentru măsurători ale compoziției corpului și căutările mele întâmplătoare au continuat să găsească un design din clasa de Instrumentare Biomedică 2015 de la Universitatea Vanderbilt. Am lucrat prin design și l-am îmbunătățit ușor. Aș dori să vă împărtășesc constatările mele. Luați ce puteți folosi din acest „parcurs” dacă ceva nu este clar, vă rugăm să sugerați îmbunătățiri. S-ar putea să-mi scriu într-o zi gândul într-o formă mai coezivă, dar deocamdată sper să puteți folosi orice vedeți aici. (Dacă credeți că puteți scrie acest lucru și îmbunătăți, sunteți binevenit)

Teddy

Acest design constă din cipul AD5933 și un front-end analogic personalizat (AFE) pentru a interfața AD5933 cu caroseria. AD5933 efectuează apoi măsurarea, iar rezultatele pot fi apoi procesate de un microcontroler (de exemplu, un Arduino).

Dacă intenționați să utilizați Arduino ca sursă de alimentare, asigurați-vă că amplificatoarele operaționale și de instrumentare (op-amperi și in-amperi) acceptă așa-numitele tensiuni de „singură alimentare” și au specificații șină-șină.

(În cele ce urmează voi folosi o sursă de alimentare (de la un Arduino) de 5V și setarea Range 1 de pe AD5933.)

Pasul 1: Etapa Re-Bias

Prima parte a AFE este o etapă de re-părtinire. Semnalul de tensiune de ieșire nu este centrat în mijlocul intervalului de tensiune de alimentare (VDD / 2). Acest lucru este corectat prin utilizarea unui condensator pentru a bloca partea de curent continuu a semnalului și trimiterea acestuia printr-un splitter de tensiune pentru a adăuga un offset de curent continuu în semnal.

Cele două rezistențe de re-polarizare pot avea orice valoare atâta timp cât sunt aceleași. Valoarea specifică a plafonului nu este, de asemenea, importantă.

Etapa de re-polarizare funcționează ca un filtru de trecere înaltă și, prin urmare, are o frecvență de tăiere:

f_c = 1 / (2 * pi * (0,5 * R) * C)

Asigurați-vă că frecvența de tăiere este cu câteva decenii sub frecvența minimă pe care intenționați să o utilizați. Dacă intenționați să utilizați 1kHz în aplicația dvs., ar trebui să alegeți capacele și valorile rezistenței care vă vor oferi o frecvență de tăiere de ordinul 1-10 Hz.

Ultima parte a acestei etape este un amplificator operațional configurat pentru a fi un adept de tensiune. Aceasta este pentru a vă asigura că valorile rezistenței nu interferează cu etapa următoare

Pasul 2: Rezistor de detectare a curentului

Prima parte a etapei următoare este rezistența de detectare a curentului. Curentul prin acest rezistor va fi același curent pe care amplificatorul va încerca să îl mențină prin corp. Asigurați-vă că curentul este conform cu standardele de siguranță IEC6060-1 *:

Sub frecvențe de 1 kHz sunt permise maximum 10 microAmps (RMS) prin corp. La frecvențe peste 1kHz, următoarea ecuație dă curentul maxim permis:

Curent AC maxim <(frecvență minimă în kHz) * 10 microAmps (RMS)

Relația dintre amplitudinea de vârf a unui semnal de curent alternativ și valoarea sa RMS este: Vârf = sqrt (2) * RMS. (10 microAmps RMS corespund cu 14 microAmps amplitudine de vârf)

Folosind Legea lui Ohms pe rezistor putem calcula valoarea rezistorului care va respecta standardul de siguranță. Folosim tensiunea de excitație de la AD5933 și valoarea maximă a curentului:

U = R * I => R = U / I

De exemplu. folosind setarea Range 1 Upeak = 3V / 2 = 1,5V (sau 1V @ 3,3V)

Folosind valoarea de vârf de 14 microAmp de sus, obțin o valoare a rezistenței de cel puțin 107kOhms

Referințe:

* Dispozitive analogice: "Proiectarea circuitului de bio-impedanță pentru sistemele uzate de corp"

Pasul 3: Amplificatorul trans-conductanței

După rezistența de detectare curentă, există un amplificator opțional într-o configurație de feedback negativ. Aceasta este așa-numita configurare Load-in-the-Loop. Terminalul de intrare pozitiv al op-amp-ului este conectat la o tensiune VDD / 2. Op-amp-ul va încerca acum să-și regleze ieșirea în direcția opusă semnalului de excitație astfel încât tensiunea la borna negativă să fie egală cu VDD / 2. Acest lucru va produce un potențial de balansare care împinge și trage curentul prin corp.

Curentul extras de la terminalul negativ al amplificatorului este practic zero. Prin urmare, tot curentul prin rezistența de detectare a curentului trebuie să curgă prin corp. Acesta este mecanismul care face din această configurație un amplificator de trans-conductanță (numit și o sursă de curent controlată de tensiune, VCCS).

Amplificatorul operațional poate menține curentul numai dacă impedanța corpului nu este prea mare. În caz contrar, ieșirea amplificatorului op ar fi maximă la tensiunea de alimentare (0 sau 5 V). Intervalul maxim de tensiune care poate fi menținut este VDD / 2 + Upeak (2,5 + 1,5V = 4V @ 5V alimentare). Marjele de tensiune ale amplificatorului opțional ar trebui să fie scăzute din această valoare, dar dacă amplificatorul opțional are specificații șină-șină, aceasta ar fi doar o cantitate mică. Prin urmare, impedanța maximă pe care o poate amplifica op-amplificatorul este:

Z <(VDD / 2 + Upeak) / Imax

(În configurarea mea Z <4V / 14 microAmps = 285 kOhms, dorința este suficientă pentru a acoperi intervalul de impedanță al corpului)

Rezistorul protector are o valoare foarte mare (1-1,5 MOhms) în comparație cu corpul (aproximativ 100kOhms) și pentru toate operațiunile normale acest lucru nu va atrage niciun curent vizibil, iar impedanța conexiunii paralele este dominată de impedanța corpului. Dacă impedanța corpului ar trebui să crească (de exemplu, plăcuțele care se eliberează), curentul poate trece prin rezistor și maximizarea din amplificatorul op nu ar crea tensiuni neplăcute în plăcuțe.

Pasul 4: Amplificatorul de instrumentație

Următoarea etapă este amplificatorul de instrumentație (in-amp) care măsoară tensiunea pe corp. Tensiunea de-a lungul corpului oscilează în jurul valorii de 0V, dar AD5933 are nevoie ca tensiunea de intrare să fie într-un interval pozitiv. Prin urmare, amplificatorul adaugă un offset DC de VDD / 2 la semnalul de tensiune măsurat.

Referința VDD / 2 este generată de un divizor de tensiune. Orice rezistor de valoare poate fi utilizat atâta timp cât sunt la fel. Divizorul de tensiune este separat de impedanța restului circuitelor printr-un adept de tensiune. Ieșirea următorului de tensiune poate fi apoi redirecționată atât către amplificatorul de amplificare, cât și către cel de trans-conductanță.

Pasul 5: Etapa de intrare și calibrare

Etapa de intrare a AD5933 conține un amplificator operațional în configurație de feedback negativ. Există două rezistențe: unul în serie (Rin) și unul în paralel (RFB). Câștigul op-amplificatorului este dat de

A = - RFB / Rin

Câștigurile amplificatorului de intrare și ale amplificatorului (și PGA) trebuie să se asigure că semnalul care intră în ADC-ul AD5933 se află întotdeauna la 0V și VDD.

(Folosesc un câștig de unitate în amplificator și valori ale rezistenței care vor da aproximativ A = 0,5)

În interiorul AD5933, ADC va converti semnalul de tensiune într-un într-un semnal digital. Gama de tensiune de la 0V la VDD este convertită în gama digitală 0-128 (2 ^ 7). (Documentația nu este clară în acest sens, dar o examinare atentă a comploturilor din [1] și o experimentare din partea mea confirmă acest lucru.)

În interiorul modulului DFT există o altă scalare de 256 (1024/4, vezi [1]) înainte ca rezultatul să fie salvat în registrul real și imaginar.

Urmărind semnalul de tensiune prin AFE, în ADC și utilizând factorii de scară menționați înainte, este posibil să se estimeze factorul de câștig:

g = (VDD * Rcurrent * Rin) / (256 * PGA * Upeak * RFB * 2 ^ 7)

ar putea fi necesară o anumită calibrare, deci luați în considerare unele efecte care nu fac parte din acest model matematic, așa că vă rugăm să măsurați valoarea câștigului adevărat prin măsurarea componentelor de impedanță cunoscute, cum ar fi rezistențele. (g = Z / mag, vezi mai jos)

Impedanța poate fi acum calculată de

Z = g * mag

mag = sqrt (real ^ 2 + imaginar ^ 2)

PA = arctan2 (real, imaginar) - deltaPA

PA trebuie probabil să fie calibrat, precum și există o schimbare de fază sistematică în funcție de frecvență în AD5933. deltaPA va fi probabil o funcție liniară a frecvenței.

Rezistența și reactanța pot fi acum calculate de

R = Z * cos (PA)

X = Z * sin (PA)

Referințe: [1] Leonid Matsiev, „Îmbunătățirea performanței și versatilității sistemelor bazate pe detectoare DFT cu o singură frecvență, cum ar fi AD5933”, Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390 / electronics4010001

Pasul 6: Lucruri avansate: Scurgere spectrală (DC)

Semnalul pe care l-am introdus în AD5933 este o tensiune / curent ca funcție de timp, dar principalul nostru interes este impedanța ca funcție de frecvență. Pentru a face conversia între domeniul timp și domeniul frecvență, trebuie să luăm transformata Fourier a semnalului domeniu timp. AD5933 are un modul de transformare Fourier discret (DFT) încorporat. La frecvențe joase (sub aproximativ 10 kHz) construcția în DFT este influențată de aliasing și scurgeri spectrale. În [1] el parcurge matematica cum să corecteze scurgerea spectrală. Esența acestui lucru este de a calcula cinci (plus două) constante pentru fiecare pas de frecvență în baleiaj. Acest lucru se poate face cu ușurință, de ex. de către Arduino în software.

Scurgerea vine în două forme: o scurgere de curent continuu care este de natură aditivă și o scurgere de curent alternativ de natură multiplicativă.

Scurgerea de curent continuu provine din faptul că semnalul de tensiune la ADC nu oscilează în jurul valorii de 0V, ci în jurul valorii de VDD / 2. Un nivel DC de VDD / 2 ar trebui să corespundă unei citiri digitale DC de aproximativ 64 (delta desemnată în [1]).

Pașii pentru corectarea scurgerii spectrale DC:

1) Calculați factorul de plic E pentru frecvența curentă.

2) Calculați cei doi factori de câștig GI (real) și GQ (imaginar)

3) Se scade delta * GI din valoarea registrului real și delta * GQ din valoarea registrului imaginar

Referințe:

[1] Leonid Matsiev, „Îmbunătățirea performanței și versatilității sistemelor bazate pe

Detectoare DFT cu o singură frecvență, cum ar fi AD5933 , Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390 / electronics4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Contor de impedanță cu frecvență largă simplă bazat pe circuitul integrat AD5933", Metrol. Măsură. Sistem., Vol. XXII (2015), nr. 1, pp. 13-24.

Pasul 7: Lucruri avansate: Scurgere spectrală (AC)

La fel ca scurgerea de curent continuu, scurgerea de curent alternativ poate fi corectată matematic. În [1] rezistența și reactanța se numesc A * cos (phi) și respectiv A * sin (phi), unde A corespunde cu magnitudinea impedanței și phi corespunde unghiului de fază (PA).

Pașii pentru corectarea scurgerii spectrale de curent alternativ:

1) Calculați factorul de plic E (nu același ca pentru DC) pentru frecvența curentă.

2) Calculați cei trei factori a, b și d. (aproximativ valori la frecvențe mai mari: a = d = 256 și b = 0)

3) Rezistența (Acos (phi)) și reactanța (Asin (phi)) pot fi acum calculate în unități digitale

Referințe: [1] Leonid Matsiev, „Îmbunătățirea performanței și versatilității sistemelor bazate pe detectoare DFT cu o singură frecvență, cum ar fi AD5933”, Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390 / electronics4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Contor de impedanță cu frecvență largă simplă bazat pe circuitul integrat AD5933", Metrol. Măsură. Sistem., Vol. XXII (2015), nr. 1, pp. 13-24.

Pasul 8: Lucruri avansate: factorul teoretic de câștig

Având în vedere modelarea matematică a DFT, ar trebui să fie posibilă și modelarea întregului AFE matematic. Matematic semnalul de tensiune poate fi descris printr-o funcție sinusoidală cu o frecvență fixă dată, un offset DC și o oscilație AC cu o amplitudine de vârf. Frecvența nu se schimbă în timpul unei etape de frecvență. Deoarece factorul de câștig schimbă doar magnitudinea impedanței și nu PA, aici nu vom fi preocupați de vreo schimbare de fază indusă pe semnal.

Iată un scurt rezumat al semnalului de tensiune pe măsură ce se propagă prin AFE:

1) După etapa de re-polarizare, amplitudinea AC este încă Upeak = 1,5V (1V @ VDD = 3,3V), iar offcet-ul DC a fost schimbat în VDD / 2.

2) În rezistența de detectare a curentului, tensiunea este la fel ca în etapa anterioară …

3) … dar datorită tensiunii de basculare a amplificatorului de operații, oscilațiile de curent alternativ au dimensiunea Z * Upeak / Rcurrent. (Decalajul DC este anulat de tensiunea de referință a amplificatorului opțional al VDD / 2 - punctul de pivot al balansoarului - și devine un sol virtuel în această parte a circuitului)

4) Unitatea amplificator adaugă offset-ul DC al VDD / 2 înapoi și transmite semnalul la etapa de intrare a AD5933

5) Op-amp-ul din stadiul de intrare are un câștig de A = -RFB / Rin și, prin urmare, amplitudinea AC devine (Z * Upeak / Rcurrent) * (RFB / Rin)

6) Chiar înainte de ADC există un amplificator de câștig programabil (PGA) cu două setări un câștig de 1 sau 5. Prin urmare, semnalul de tensiune la ADC devine: PGA * (Z * Upeak / Rcurrent) * (RFB / Rin)

ADC convertește semnalul v (t) într-un semnal digital x (t) = u (t) / VDD * 2 ^ 7 cu o precizie de 12 biți.

Magnitudinea A este conectată la impedanța Z de factorul de câștig, k, ca A = k * Z și are o valoare aproximativă de k = PGA * Upeak * RFB * 2 ^ 7 / (VDD * Rcurrent * Rin).

Dacă doriți să lucrați cu câștig-faktor în loc de g = 1 / k și Z = g * A.

Pasul 9: Lucruri avansate: schimbarea PA

În [2] găsesc o schimbare sistematică în PA în funcție de frecvență. Acest lucru se datorează unei întârzieri între DAC unde este generat semnalul de excitație și DFT unde semnalul de intrare trebuie să fie complicat cu semnalul de ieșire.

Schimbarea se caracterizează prin numărul de cicluri de ceas, semnalul întârzie între DAC și DFT intern în AD5933.

Referințe: [1] Leonid Matsiev, „Îmbunătățirea performanței și versatilității sistemelor bazate pe detectoare DFT cu o singură frecvență, cum ar fi AD5933”, Electronics 2015, 4, 1-34; doi: 10.3390 / electronics4010001

[2] Konrad Chabowski, Tomasz Piasecki, Andrzej Dzierka, Karol Nitsch, "Contor de impedanță cu frecvență largă simplă bazat pe circuitul integrat AD5933", Metrol. Măsură. Sistem., Vol. XXII (2015), nr. 1, pp. 13-24.